Транскондуктивный усилитель что это

MAX435, MAX436

Широкополосные транскондуктивные усилители

Типовая схема включения:

ИС MAX435/MAX436 являются быстродействующими, широкополосными, транскондуктивными усилителями (WTA), с истинно – дифференциальными, высокоимпедансными входами. Их уникальная архитектура обеспечивает прецизионное усиление без применения петли отрицательной обратной связи, исключая фазовый сдвиг в схемах, с замкнутой петлей обратной связи – основной причиной самовозбуждения стандартных быстродействующих усилителей. Выходным сигналом WTA является ток, чья величина пропорциональна дифференциальному напряжению, приложенному ко входам усилителя, что обеспечивает внутреннюю систему защиты от короткого замыкания на выходе. Коэффициент усиления устанавливается соотношением двух импедансов, и внутренним, предустановленным коэффициентом усиления тока (К).

В отличие от усилителей с токовой петлей обратной связи, MAX435/MAX436 имеют полно – симметричные, высокоимпедансные входы, которые способны воспринимать широкий диапазон входных, дифференциальных напряжений, без опасения выведения ОУ из строя, или перевода его в режим насыщения, исключая время восстановления ОУ, вызванное перегрузкой. Уникальное сочетание рабочих характеристик данных WTA позволяет их использовать в широком спектре приложений, таких, как, быстродействующие измерительные и широкополосные усилители, полосовые усилители с высоким коэффициентом передачи. И, благодаря дифференциальным выходам ИС MAX435, она может использоваться, в качестве быстродействующего дифференциального драйвера и приемника шины.

Источник

К синтезу одноконтурной системы управления двухтактным импульсным преобразователем

Двухтактные импульсные преобразователи отличаются от однотактных меньшими массой и габаритами трансформатора и выходного фильтра и более высоким КПД при одинаковой выходной мощности. Чем больше выходная мощность, тем более значимыми становятся преимущества и растет целесообразность применения двухтактных преобразователей, несмотря на повышенную сложность как их силовой части, так и системы управления [1]. Известны двухтактные импульсные DC/DC-преобразователи — аналоги понижающего и повышающего преобразователей (с дросселем на входе) [1].

В предлагаемых статьях рассматривается синтез системы управления импульсным преобразователем на примере двухтактного преобразователя — аналога понижающего импульсного преобразователя. В первой статье анализируются структуры и функционирование систем управления двухтактными преобразователями, во второй приводятся расчетные динамические модели двухтактного преобразователя, обосновывается учет требований по точности регулирования при синтезе и приводятся примеры синтеза последовательного корректирующего звена.

Методики синтеза одноконтурных систем управления импульсными преобразователями, появившиеся еще в 70-х годах прошлого столетия [2], продолжают совершенствоваться и уточняться по мере улучшения параметров и характеристик силовых полупроводниковых приборов и микросхем управления [3]. При проектировании, как правило, используются линеаризованные усредненные (непрерывные) динамические модели силовой части преобразователя, обосновываемые тем, что частота среза w_ср непрерывной структурной модели разомкнутого контура преобразователя выбирается в однотактных преобразователях по крайней мере в 5–10 раз меньше, а в двухтактных схемах 2,5–5 раз меньше частоты переключений w_п = 2pf_п силовых транзисторов. В настоящее время вполне приемлемым для большинства применений импульсных источников питания считается значение частоты среза f_ср = w_ср/2p в диапазоне 10–15 кГц [3], что в двухтактных преобразователях легко достижимо при частотах переключений f_п ≥ 50 кГц.

Отметим, что современные методики синтеза импульсных преобразователей [3] отличаются от старых [2], в частности, учетом влияния на частотные характеристики контура регулирования выходного напряжения эквивалентного последовательного сопротивления выходного конденсатора (ЭПС) r_C. Ранее этим влиянием пренебрегали, но учитывали, что сопротивление r_C может вызвать дополнительные пульсации и неприемлемые скачки выходного напряжения r_CDi_н при быстром сбросе и набросе тока нагрузки на значение |Di_н|. Синтез затрудняется наличием колебательного звена в структуре системы.

В настоящее время существует много хороших микросхем управления импульсными преобразователями [4], для которых в рекомендациях по их применению уже описана процедура проектирования, в том числе методика расчета параметров компонентов схемы управления. Однако в этих процедурах приводятся предельно упрощенные расчетные формулы без пояснения исходных положений и допущений, принятых при их выводе, и области применимости этих формул. Нередко в текстах описания процедур проектирования встречаются опечатки, которые пользователь должен обнаружить и исправить. Тогда для успешного использования указанных методик и процедур проектирования требуется достаточно глубокое их понимание пользователем, необходимо знание основ частотного метода синтеза систем управления и динамических моделей силовых частей импульсных преобразователей.

Основным методом синтеза одноконтурных систем управления импульсными преобразователями является частотный метод, с помощью которого определяется требуемая передаточная функция последовательного корректирующего звена [5, 6, 7, 9]. Этот метод сводится к следующим основным этапам:

Описание проектируемой схемы двухтактного импульсного преобразователя

Силовая часть преобразователя построена по схеме со средней точкой первичной обмотки трансформатора на биполярных транзисторах VT4, VT5 (рис. 1). Ко вторичной обмотке трансформатора подсоединены диоды VD1, VD2 выходного выпрямителя, который построен по схеме со средней точкой вторичной обмотки трансформатора. Силовая часть может быть также построена по мостовой и полумостовой схемам [1].

Рис. 1. Двухтактный импульсный преобразователь с одноконтурной системой управления на базе микросхемы UC2524

Транзисторы VT4, VT5 открываются поочередно в разные периоды задающего генератора на время, определяемое широтно-импульсным модулятором (ШИМ). При открытом транзисторе VT4 открывается также диод VD2, и ко входу LC-фильтра прикладывается напряжение, равное входному напряжению, приведенному ко вторичной обмотке трансформатора; u_вх« = n_трu_вх, где n_тр = w₂/w₁ — коэффициент трансформации трансформатора. Когда оба транзистора VT4, VT5 закрыты, открываются оба диода VD1, VD2 выходного выпрямителя, шунтируя вторичную обмотку трансформатора и вход LC-фильтра. Действительно, при закрытых транзисторах справедливы уравнения:

где i_VD1, i_VD2 — ток через диоды; i_m — ток намагничивания трансформатора, протекающий при закрытых транзисторах через вторичную обмотку; i_L — ток дросселя LC-фильтра. Из этих уравнений следуют выражения:

Таким образом, на входе выходного LC-фильтра формируется последовательность прямоугольных импульсов с амплитудой u_вх« и длительностью t₁, следующих с частотой f задающего генератора. Каждый из транзисторов VT4, VT5 переключается с частотой f/2. Система управления может быть построена на различных микросхемах [10, 11, 12, 13].

Основные требования к микросхемам управления импульсными преобразователями были сформулированы еще в конце 70-х годов прошлого столетия [2] и реализованы уже в микросхеме SG1526 фирмы Silicon General [10]:

На рис. 1 показана система управления двухтактным преобразователем, выполненная на микросхеме старого семейства UC1524, UC2524, UC3524, причем рабочий диапазон температур окружающей среды для микросхемы UC1524 составляет –55…+125 °С (военный), для UC2524 — –25…+85 °С (промышленный), для UC3524 — 0…+70 °С (коммерческий) [11]. Эти микросхемы рассматриваем первыми, поскольку в них цепи, предназначенные для построения замкнутой системы управления, меньше всего загромождены дополнительными цепями. Временные диаграммы, поясняющие работу этих микросхем, представлены на рис. 2, где u_уо — выходное напряжение усилителя ошибки DA1; u_п — пилообразное напряжение, формируемое задающим генератором (ЗГ) на выводе 7 (C_т); u_т — тактовые импульсы, формируемые на другом выходе ЗГ; u₁ и u₂ — импульсы, формируемые на базах выходных транзисторов VT1 и VT2.

Рис. 2. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу в нормальном режиме двухтактного преобразователя с микросхемой UC1524

Структура микросхем более нового семейства UC1524A, UC2524A, UC3524A [12], которые полностью взаимозаменяемы с ранее упомянутыми, показана на рис. 3, временные диаграммы, поясняющие их функционирование, — на рис. 4.

Рис. 3. Структура микросхемы UC1524A

Рис. 4. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу в нормальном режиме двухтактного преобразователя с микросхемой UC1524A или UC1526A

Наличие двух выходов у этих микросхем позволяет использовать их как в однотактных, так и в двухтактных схемах. Микросхемы содержат стабилизированный источник опорного напряжения 5 В, которое подано на вывод 16 (V_REF). Этот стабилизатор в микросхемах старого семейства служит для питания цепей микросхемы, кроме выходных элементов «ИЛИ»–«НЕ», которые питаются непосредственно от напряжения питания микросхемы V_IN, подаваемого извне на вывод 15 (V_IN). В отличие от этого в микросхемах нового семейства (рис. 3) усилитель ошибки и усилитель цепи измерения тока силового дросселя также питаются непосредственно от напряжения V_IN, что разгружает внутренний стабилизатор напряжения.

ЗГ переключается с частотой, определяемой резистором R_т, подключаемым извне к выводу 6 (R_т), и конденсатором C_т, подключаемым извне к выводу 7 (C_т). Частота ЗГ определяется приближенной формулой:

где R_т — в кОм, C_т — в мкФ, f — в кГц. Частоту можно задавать до 500 кГц. На конденсаторе C_т формируется пилообразное напряжение u_п, поступающее также на неинвертирующий вход ШИМ-компаратора DA3 (рис. 1 и 3), где сравнивается с выходным напряжением усилителя ошибки u_уо.

Одним из недостатков микросхемы старого семейства (рис. 1) является отсутствие триггера ШИМ, который присутствует в микросхемах нового семейства (рис. 3) для предотвращения ложных повторных срабатываний ШИМ на периоде T.

В качестве усилителя ошибки DA1 (рис. 1 и 3) используется транскондуктивный усилитель. В связи с этим корректирующая RC-цепь подключается между выводом 9 (COMP) и землей, а не между выходным выводом и инвертирующим входом, как при использовании обычного операционного усилителя. В справочных данных на микросхемы старого семейства [11] значение крутизны транскондуктивного усилителя ошибки g_m не приводится, но имеются значение коэффициента усиления дифференциального сигнала по напряжению и ЛАЧХ усилителя при заданных значениях сопротивления нагрузки усилителя R_L. Например, типовое значение коэффициента усиления на низких частотах при R_L≥10 МОм составляет K₀=80 дБ, минимально возможное значение для микросхем UC1524, UC2524 и UC1524A, UC2524A — 72 дБ, для микросхемы UC3524 — 60 дБ, для UC3524A — 64 дБ. Тогда значение крутизны будем определять как g_m = K₀/R_L.

Используя имеющиеся в справочных данных ЛАЧХ усилителя [10], например для микросхемы UC1524A получим, что при R_L = 1 МОм K₀ = 67 дБ = 2250, g_m = 2250/10 6 = = 2,25 мСм; при R_L = 100 кОм имеем K₀ = 47 дБ = 225, g_m = 225/10 5 = 2,25 мСм. Это значение g_m практически совпадает с приведенным в [12] типовым значением g_m = 2,3 мСм, но минимально возможное значение g_mmin = 1,7 мСм [12].

Сравнивая временные диаграммы, представленные на рис. 2 и 4, видим, что их отличие связано с добавлением в микросхемах нового семейства (рис. 3) триггера ШИМ и логического элемента «ИЛИ», на который подаются сигналы Q₁ с выхода этого триггера и u_т от ЗГ. На выходе указанного логического элемента формируется последовательность прямоугольных импульсов u₃ (рис. 4), которые начинаются в моменты пересечения кривых u_п(t) и u_уо(t), определяющие моменты выключения силового транзистора VT4 или VT5, и оканчиваются одновременно с окончанием тактовых импульсов. Импульсы u₃ определяют время, в течение которого на базы обоих силовых транзисторов подаются запирающие сигналы. Это время
(dead time — «мертвое время») не может быть меньше длительности тактовых импульсов. При R_т = 2700 Ом и изменении емкости C_т от 1 до 100 нФ мертвое время меняется от 0,5 до 4,0 мкс [11, 12].

В отличие от этого в микросхемах старого семейства (рис. 1) триггер ШИМ отсутствует, и из-за проникновения на вход ШИМ-компаратора DA3 импульсных помех, формируемых в реальной схеме при выключении силового транзистора VT4 или VT5, возможны дополнительные ложные переключения компаратора и силового транзистора. Счетный триггер переключается фронтами тактовых импульсов u_т(t), а не фронтами импульсов u₃, как на рис. 3 и 4. Логические формулы, описывающие формирование импульсов на базах выходных транзисторов микросхемы VT1, VT2 (рис. 1), имеют вид

где Q и Q‾ — логические сигналы на выходах счетного триггера. Импульсы u₁, u₂ начинаются одновременно с окончанием соответствующих тактовых импульсов, а оканчиваются в моменты пересечения кривой u_уо(t) с нарастающим участком кривой u_п(t). И в этом случае время, в течение которого на базы выходных транзисторов подается запирающий сигнал (u₁ = 0 или u₂ = 0), не может быть меньше длительности тактового импульса (мертвое время).

Интервал времени между моментом подачи запирающего сигнала на один из силовых транзисторов VT4, VT5 и подачей отпирающего сигнала на другой транзистор не может быть меньше мертвого времени. За это время транзистор, на который подается запирающий сигнал, успевает окончательно закрыться, и исключается возможность одновременного пребывания силовых транзисторов в открытом состоянии.

В микросхемах (рис. 1 и 3) предусмотрен операционный усилитель DA2 для организации защиты силовой части от перегрузок по току. Как видно по рис. 1, на инвертирующий вход операционного усилителя DA2 подается относительно неинвертирующего входа напряжение R_дтi_т, пропорциональное току i_т открытого транзистора VT4 или VT5, которое усиливается с инвертированием в ОУ DA2.

Работу цепи токоограничения иллюстрирует примерный вид осциллограмм, полученных при испытании микросхемы UC1524A (рис. 5), когда на вывод 4 (+SENSE) микросхемы подается прямоугольный импульс напряжения с амплитудой около 0,2 В; вывод 2 соединен с выводом 16, вывод 5 заземлен; V_IN = 20 В; s — превышение амплитуды импульса u₄ над уровнем 0,2 В [12].

Рис. 5. Работа цепи защиты от перегрузок по току; u4 и u9 — напряжения на выводах 4 (+SENSE) и 9 (COMP) относительно земли

При повышении напряжения между выводами 4 (+SENSE) и 5 (–SENSE) до уровня, несколько превышающего пороговое значение 0,2 В, напряжение на выходе усилителя u_уо в результате полного отпирания выходного транзистора ОУ снижается до уровня, близкого к нулю, выходной ток усилителя ошибки i_уо замыкается через выходной транзистор ОУ. Как видно по временным диаграммам на рис. 2 и 4, при этом длительность импульсов u₁, u₂ снижается до нуля. Транзисторы VT4, VT5 запираются.

Коэффициент усиления по напряжению ОУ DA2 на активном участке характеристики вход/выход достигает 80 дБ [10], следовательно, упомянутый участок изменяется достаточно резко, и срабатывание цепи защиты от перегрузок по току происходит с задержкой при напряжении R_дтi_т, близком к 0,2 В.

Как и в большинстве микросхем управления импульсными преобразователями, в микросхемах рассматриваемых семейств имеются цепи отключения при понижении напряжения питания микросхемы (UnderVoltage LockOut, UVLO — отключение выхода при снижении напряжения) и отключения с помощью подаваемого на вывод 10 (Shutdown) внешнего сигнала. Схема UVLO блокирует всю микросхему, кроме источника опорного напряжения, до момента, когда напряжение питания V_IN увеличится до 8 В. В микросхемах старого семейства (рис. 1) при подаче на вывод 10 (Shutdown) напряжения высокого логического уровня открывается внутренний транзистор VT3, который закорачивает на землю выходной вывод 9 усилителя ошибки DA1. При этом напряжение на выводе 9 снижается примерно до 0,5 В, что приводит к появлению на выходе компаратора импульсов u_к максимальной длительности и запиранию выходных транзисторов. В микросхемах нового семейства (рис. 3) отпирание транзистора VT3 под действием подаваемого на вывод 10 напряжения высокого уровня приводит к переключению в состояние 1 триггера ШИМ и запиранию выходных транзисторов микросхемы, поскольку, пока указанный транзистор открыт, Q₁ = 0; импульсы u₃ = u_т∨Q₁ начинаются в конце тактового импульса и оканчиваются одновременно с началом следующего импульса. Закрытое состояние выходных транзисторов продолжается от момента начала импульса u₃ до конца следующего тактового импульса, т. е. весь период T.

Для управления двухтактным преобразователем могут быть использованы также микросхемы UC1526 и UC1526A [13] (рис. 6), которые имеют значительное сходство с рассмотренными (рис. 1 и 3) как по структуре, так и по областям применения. Эти микросхемы полностью аналогичны SG1526 фирмы Silicon General [10]. Их рекомендуется использовать при напряжениях питания 8–35 В на частотах до 400 кГц. Стабилизатор опорного напряжения на 5 В построен на температурно-компенсированном стабилитроне. Усилитель ошибки — транскондуктивный, как и в микросхемах на рис. 1 и 3; в справочных данных приводятся значения коэффициента усиления по напряжению при сопротивлении нагрузки R_L ≥ 10 МОм: типовое значение 72 дБ, минимальное значение для микросхем UC1526A, UC2526A — 64 дБ, для микросхемы UC1526 — 60 дБ. Схема, на которой снималась ЛАЧХ усилителя, и примерный ее вид представлены на рис. 7а, б [13].

Рис. 6. Структура микросхемы UC1526A

Рис. 7.
а) Схема снятия ЛАЧХ усилителя ошибки;
б) ЛАЧХ при RL ≥ 10 МОм

Задающий генератор отличается наличием дополнительного вывода 11 (R_D) для задания мертвого времени. При R_D = 0 (вывод 11 соединен с землей) значения R_т и С_т определяются из номограмм, приведенных в справочных данных, по заданному периоду колебаний T. При необходимости увеличения мертвого времени увеличивают значение сопротивления R_D.

Выходные драйверы в отличие от схем на рис. 1 и 3 представляют собой квазикомплементарные каскады, выполненные на транзисторах VT11, VT12 и VT21, VT22 (рис. 6), и рассчитаны на протекание втекающего и вытекающего постоянных токов до 100 мА и импульсных токов до 200 мА.

Предусмотрена возможность организации мягкого пуска для защиты от перегрузок силовой части. Когда напряжение питания подается на микросхему UC1526, схема защиты от понижения напряжения питания UVLO вначале поддерживает на выводе 5 ( Reset ) напряжение низкого уровня. Выход усилителя ошибки и вывод 4 (C_SS) шунтируются на землю, запрещая нормальную работу системы управления. Когда напряжение питания V_IN достигает минимально необходимого рабочего значения 8 В, на выводе 5 ( Reset ) схемой UVLO устанавливается напряжение высокого уровня. Разрешается нормальная работа логической схемы. Внешний конденсатор C_SS начинает заряжаться внутренним источником тока 100 мкА, на выходе усилителя ошибки поддерживается напряжение u_уо, равное сумме напряжений на конденсаторе C_SS и на эмиттерном переходе транзистора, обеспечивая постепенное нарастание времени открытого состояния транзисторов VT11 и VT21 (рис. 6). На выходах 13 (OutputA) и 16 (OutputB) появляются положительные импульсы напряжения такой же длительности, которые поступают на силовые транзисторы VT4, VT5 (рис. 1).

Вместо усилителя цепи токоограничения (DA2 на рис. 1 и 3) имеется компаратор DA3, который срабатывает при дифференциальном входном напряжении 100 мВ, формируя на выходе низкий логический уровень, и отпускает при напряжении 80 мВ, когда на выходе компаратора появляется высокий уровень 5 В.

Временные диаграммы, поясняющие работу микросхем UC1526, UC1526A в составе двухтактного импульсного преобразователя, такие же, как на рис. 4. На базы транзисторов VT1, VT3 (рис. 6) подаются импульсы u₁, u₂, а транзисторы VT21, VT22 открываются в противофазе с транзисторами VT11, VT12.

Схема присоединения микросхемы UC1526A к силовой части, выполненной на МДП-транзисторах, представлена на рис. 8.

Рис. 8. Схема присоединения микросхемы UC1526A к силовой части двухтактного импульсного преобразователя

Поскольку нижние транзисторы VT12, VT22 выходных каскадов микросхемы (рис. 6) могут насыщаться, последовательно с выводом 14 (V_C) рекомендуется включать резистор для ограничения сквозных токов до 200 мА.

Схемы корректирующих звеньев

Некоторые схемы корректирующих звеньев, выполненных на транскондуктивном усилителе, представлены на рис. 9, а их передаточные функции — в таблице. На рис. 1 и 3 на усилителе ошибки DA2, к выводу 9 (COMP) которого подключена RC-цепь C1, R1, C2, реализовано звено такого вида, как показано на рис. 9г. На рис. 6 корректирующее звено реализуется на транскондуктивном усилителе DA1, к выводу 3 (COMP) которого извне подключается RC-цепь необходимого типа.

Рис. 9. Схемы последовательных корректирующих звеньев, выполненных на транскондуктивном усилителе, и их асимптотические ЛАЧХ

Таблица. Передаточные функции корректирующих звеньев, выполненных на транскондуктивном усилителе

Схема

Передаточная функция W_уо(p)

Коэффициент усиления K_уо

Источник

MFOS Echo Rockit — простой, но могучий аналоговый синтезатор

Привет, Хабр! Два с половиной года назад я наконец, собрала это удивительное устройство, которое можно назвать и электромузыкальной игрушкой, и звуковым эффектом, и просто примером электронного прибора, разработанного с любовью и знанием дела.

Особенный интерес этот lo-fi noise box представляет потому, что осуществляет не только привычные всем знакомым с субтрактивным аналоговым синтезом модуляцию амплитуды, частоты и частотного спектра сигнала, но и его модулированную задержку во времени, что предоставляет поистине безграничные возможности музыкального и шумового (art of noise) творчества при крошечном числе модулей, составляющих синтезатор.

Базовыми модулями классического аналогового синтезатора являются VCO, (voltage controlled oscillators), — тон-генераторы сигналов разной формы, (меандр, пила, треугольник, импульсы разной скважности), VСF, (voltage controlled filters), — активные фильтры, изменяющие гармонический состав сигнала, VСА, (voltage controlled amplifiers), — усилители с управляемым коэффициентом усиления, они же модуляторы, изменяющие амплитуду сигнала во времени.

Параметры всех этих модулей управляются напряжениями, формируемыми LFO, (low frequency oscillators), — генераторами малой частоты, ADSR, (attack, decay, sustain, release), — генераторами огибающей (envelope) с заданными атакой, затуханием, сустейном и послезвучанием, и секвенсорами, запоминающими и воспроизводящими значения напряжений для получения звуковысотной ритмической последовательности во времени, то есть, мелодии. Так как у архаичных аналоговых секвенсоров было малое количество шагов, речь шла скорее о риффах.

Echo Rock it можно перевести как «Эхо ракета», «Эхо зажигай», или «Эхо раскачай». Такой каламбур от обладателя искромётного юмора, замечательного человека, талантливого инженера и музыканта Рэя Уилсона. Это не шотландский Рэй Уилсон, гитарист группы Genesis, а американский Рэй Уилсон, композитор электронной музыки и создатель аналоговых синтезаторов, к сожалению, ушедший от нас в 2016 году. Music From Outer Space, сокращённо MFOS, Музыка из Дальнего Космоса, — это созданный им огромный и поистине волшебный проект.

Что же такое Echo Rockit? Это продукт творческого изучения цифровой линии задержки аудиосигнала PT2399, представляющей собой почти не нуждающуюся в обвязке очень массовую и доступную микросхему, предназначенную изначально для музыкальных центров с караоке, электронных игрушек и прочего lo-fi применения, хотя встречалась и в микшерных пультах. Засветилась эта прекрасная микросхема и в гитарных педалях, в том числе, отечественных, но сегодня речь не о них.

Микросхема PT2399

Как нетрудно догадаться по префиксу маркировки, чип PT2399 разработан тайваньской корпорацией Princeton Technology. В 16-ногом корпусе расположены аналого-цифровой и цифро-аналоговый преобразователи, 44 килобита оперативной памяти, генератор, тактирующий запись и чтение этой памяти, частота которого зависит от тока с управляющего вывода на землю, а также 4 операционных усилителя, 2 из которых используются в АЦП и ЦАП, а ещё 2 предназначены для построения активных фильтров, формирующих частотную характеристику задержанного сигнала.

То есть, на этом чипе можно построить дилей, ревербератор или расширитель стереобазы, используя только небольшое число пассивных компонентов, — конденсаторов и резисторов, без необходимости городить что-то с применением дополнительных транзисторов и микросхем.

С другой стороны, подключив к управляющему выводу вместо переменного резистора для регулировки тактовой частоты, и соответственно времени задержки, ИТУН, то есть, источник тока, управляемый напряжением, на транзисторе и операционном усилителе, можно модулировать время задержки, чем создавать интересные искажения задержанного сигнала, ведь запись и чтение памяти чипа станут происходить то быстрее, то медленнее. Чуть забегая вперёд, именно так и поступил Рэй Уилсон в своём Echo Rockit.

Микросхема не предоставляет возможности отключить встроенный тактовый генератор и тактироваться от внешнего сигнала. Более того, встречаются рассказы о том, что если этот генератор всё же остановился вследствие выхода управляющего сопротивления из рабочего диапазона, PT2399, по крайней мере, в некоторых исполнениях, начинал потреблять избыточный ток, чем выводил из строя цепи питания. Сам при этом вроде как не сгорал, и после устранения неисправностей работал как ни в чём не бывало. Лично я не пробовала останавливать тактовый генератор.

Зато выход тактирующего сигнала на 5-й ноге корпуса имеется. В большинстве случаев он никак не используется и висит в воздухе, но мы можем подать тактовый сигнал на вход микроконтроллера, и таким образом точно знать время задержки. Регулируя посредством ИТУН ток управляющего вывода, микроконтроллер сможет устанавливать нужное время задержки аудиосигнала, что пригодится, например, для функции Tap Tempo. Это когда темпом нажатий на педаль задаётся темп повторений задержанного сигнала или, например, вибрато.

Решения на базе PT2399 это не хайфай, не топовые примочки от Eventide или Strymon и не реальный пружинный ревербератор. Но искусство формировать звучание инструментальной и электронной музыки состоит как раз не в точном воспроизведении, а в искажении сигнала согласно художественному замыслу. Потому к PT2399, ставшему уже классическим артефактом старого олдскульного lo-fi железа, обращаются и будут обращаться желающие создать кастомные звуковые эффекты, и простые, и сложные.

Блок-схема синтезатора

Кроме цифровой линии задержки с регулировкой громкости и затухания повторов задержанного сигнала, времени задержки и глубины его модуляции, способ осуществления которой мы только что рассмотрели, MFOS Echo Rockit Рэя Уилсона содержит следующие модули.

Во-первых, генератор этой самой модуляции, с регулировкой её частоты и переключателем диапазонов — быстрой и медленной, и двумя выходами, сигналов прямоугольной (меандра) и треугольной формы. Меандр — это пульсация включено-выключено, а треугольник — плавное нарастание и плавный спад.

Во-вторых, предусилитель входного сигнала с коэффициентом усиления 51. Он пригодится, если будем включать на вход эффекта микрофон.

В-третьих, ещё один генератор меандра, сигнал которого можно подать на вход эффекта, и таким образом создавать разные звуки и шумы автономно, не нуждаясь во входном сигнале.

Чтобы игрушка была совсем автономной, я добавила к конструкции своей версии динамик, и к нему простейший оконечный усилитель на LM386, а ещё литиевый аккумулятор, контроллер его зарядки от USB и повышающий преобразователь на 9 вольт, причём дешёвый низкочастотный, привносящий шумы. Для lo-fi-ного дебоша самое то, всё как надо. Рептилоидные эффекты Strymon и к ним блоки питания Zuma — это из другой Вселенной.

Но самый смак Эхо Ракеты — шикарный управляемый напряжением фильтр низких частот, по-английски VCF — voltage controlled filter, на настоящем бутиковом сдвоенном транскондуктивном операционном усилителе LM13700. Фильтр снабжён регулировкой добротности, и может быть введён в резонанс вплоть до самовозбуждения. Иными словами, превратиться в генератор синусоидального сигнала.

Питаться синтезатор может от 9-вольтовой батарейки «Крона» или двухполярного источника +-5 вольт.

Краткий разбор принципиальной схемы

Примеры звуков и принципы их получения

А мы с вами сейчас послушаем и посмотрим на экране анализатора частотного спектра, что может эта волшебная коробочка с крутилками и переключателями, и как они взаимодействуют между собой.

Для начала, отключим модуляцию и послушаем сигнал с мультивибратора. Это самый обычный меандр, с частотой от единиц герц до нескольких килогерц. Когда частота среза фильтра на максимуме, а добротность на минимуме, он практически ничего не срезает и не резонирует, то есть, как бы выключен. На графике спектра видим свойственное меандру преобладание нечётных гармоник. Такой тембр большинство слушателей сочтёт грубым, неблагозвучным.

Добавляем резонанс до максимума, получаем еле слышимый высокочастотный шорох.

Снижаем частоту среза, слышим синусоидальный сигнал. Хоть он и не идеально чист, его частотный спектр сильно отличается от меандра, (гораздо меньшим уровнем гармоник, особенно нечётных), что очень заметно на слух.

Убираем входные импульсы, самовозбуждение резонансного фильтра остаётся.

Частоту среза можно изменять не только крутя ручку, но и с генератора модуляции. Изменяем частоту и глубину модуляции. Получаем дроны, сирены и другие шумовые эффекты.

Это работает и при отсутствии входного сигнала, импульсы которого осуществляют принудительное возбуждение колебаний и подмешиваются на выход ниже частоты среза, и при его наличии.

Изменяя добротность колебательной системы, можно получить очень прикольные стуки и свисты, звонкие и приглушённые, имитирующие звучание предметов и поверхностей из разных материалов. К вопросу о том, влияет ли дерево или, например, материал порожка на колебания закрепленной на нём струны электрогитары.

Изменяя настройки генератора, модулятора и фильтра, можно получить разные шумы и трели.

Далее переходим к цифровой линии задержки. Для начала, отключим повторы и модуляцию, и послушаем, как звучит эхо с разным временем задержки. Добавляем повторы. Включаем модуляцию времени задержки.

Это то же самое, как изменение скорости магнитной ленты или виниловой пластинки. Но здесь изменяется не только скорость чтения, но и скорость записи, что позволяет получить очень широкий спектр эффектов.

И наконец, сочетание модуляции фильтра и линии задержки, в котором интерферируют временные параметры генератора, модулятора и дилея, создаёт просто безграничную гамму возможностей. Например, имитацию звука шагов или бега, голосов различных живых существ и механизмов.

Кроме встроенного мультивибратора, источником входного сигнала может быть микрофон, электрогитара, любой синтезированный или записанный звук. Эти возможности продемонстрирую в одном из следующих видео.

Вариант конструктивного исполнения

Напоследок посмотрим конструкцию моего «колхозного» варианта. Корпус от DVD-плеера, фальшпанель из пластикового плинтуса. Так как корпус ниже плинтуса, плинтус подрезан. Декаль лицевой панели с сайта распечатан на лазерном принтере, далее разрисован акварелью и закрыт оргстеклом. Этот акварельный рисунок — единственный красивый элемент во всём дизайне моей поделки.

Монтажные провода из витой пары, всё как не надо делать. Это хотя бы старая витая пара из натуральной меди, тогда как среди более новых попадаются жилы, которые не поддаются лужению от слова совсем. Их и не надо лудить. Надо пользоваться нормальным многожильным медным монтажным проводом в разноцветной изоляции. Желательно МГШВ — с шёлковой оплёткой под виниловой изоляцией. Оплётка создаёт дополнительную надёжность, на случай, если винил растрескается или оплавится.

Двусторонняя плата лазерно-утюжным способом — то ещё сомнительное развлечение. Лучше взять и заказать из Америки готовую, красивую, с паяльной маской, металлизацией переходных отверстий и подписанными посадочными местами. А ещё, это поддержит наследников маэстро Рэя, и в частности, продолжение работы прекрасного сайта с его проектами.

Благодарю за внимание! В скором времени планируются ещё видео и статьи на тему самодельных музыкальных и шумовых эффектов.

Источник

• ← Транскодирование видео что это
• Трансконтейнер что это такое →